还不会设计晶体管施密特触发器？别错过
来源：鼎盛在线下载 发布时间：2025-01-26 22:21:13是一个决策电路，用于将缓慢变化的模拟信号电压转换为2 种可能的二进制状态之一，具体取决于模拟电压是高于还是低于预设阈值。
CMOS 器件可拿来设计施密特触发器，但是不能选择阈值电压，只能在有限的电源电压范围内工作，例如：4HC14 在 +5v 下运行，阈值通常为 2.4v 和 1.8v。
如果你需要处理嘈杂或者失真的数字信号，能够正常的使用 CMOS 器件。但如果你要求不寻常的电压或者精确的阈值，就要设计一个特殊的电路。
假设输入电压Vi接近于 0，T1没有基极电流，所以T1处于关闭状态。T2 通过 R1和RA汲取基极电流，因此T2处于开启状态（并且根据设计，T2是饱和的 - 集电极-发射极电压Vce接近于零），因此Vo位于由下式形成的分压器的中点R2&RE，介于+V和地之间。
现在假设Vi开始增加，T1 的发射极电压由流入 T2的电流保持固定，因此当Vi达到高于该值 0.6v（称为VP）时，T1将吸收一些基极电流并开始导通。
这个时候，T1开始使T2缺乏基极电流，因此T2开始关闭，因此其发射极电压开始下降。但这会增加T1的基极-发射极电压，因此T1会更快地开启。正反馈使电路进入T1开启（并且设计为饱和）而T2关闭的状态，Vo现在靠近+V。
最后，假设Vi开始回落到 0，T1的发射极电压现在由其自身的发射极电流控制。当Vi下降到高于该值约 0.6v 时（称为Vn），T1将开始关闭，这允许T2再次开始开启，将其自己的发射极电流添加到T1的，从而向上推动发射极电压。这迫使T1更快地关闭，并且正反馈再次使电路快速进入其他状态，T1关闭，T2开启。
这里需要强调一下重要的设计约束。假设Vi从零开始缓慢上升，并达到T1开启的阈值。该阈值 (VP) 由流经Re 的 T2的发射极电流设置。一旦Vi达到VP，T2就关闭，通过RE的电流现在通过T1。
假设该电流大于来自T2的电流。如果是这样，T1 的发射极电压会在 T1开启时突然升高。但随后T1会猛地发现其基极电压 (Vi) 现在小于其新的发射极电压，并会立即关闭。但随后它的发射极电压会再次下降，因此它会再次开启。换句话说，电路会振荡。
因此，必须确保 T1 中的电流（I1）小于 T2 中的电流（I2），否则电路将无法工作。
并且由此得出，T2 再次开启的阈值（Vn ）必须低于VP。这两个阈值之间的差异被称为电路的“滞后”，类似于变压器铁芯中发生的情况。
设计一个电路来数字化这种嘈杂和失线v 的电源轨，输出信号必须与在 +5v 下运行的数字逻辑兼容。
如果能调整输入信号以适应 +5v 电压轨，则能够正常的使用基于 CMOS 逻辑（例如 HC14）的施密特触发器，也能够正常的使用比较器。
但这里显而易见的方法是使用 +24v 电源轨的基于晶体管的设计，我主要会选择几个容易获得的 30v npn 开关。
较低的值能节约能源，但意味着集电极负载电阻的值较高，这可能会减慢开关边沿。
R3限制T1的最大基极电流，最大基极电流可以为： [2.3mA / 30] =77μA（因为晶体管的电流增益不会低于 30）。
R3：[(24v - 9v) / 77μA] = 194k，使用 180kΩ。（假设电路由零阻抗电压源驱动，若不是，则可以从R3中减去源阻抗。）
RA&RB：RA用于在T1关闭时限制T 2的基极电流，而RB确保不受温度影响。
这两个电阻形成一个分压器，它必须将 T2 的基极设置为（例如）12.6v，T1 关闭，并吸收明显高于 T2 基极电流的电流，该电流不能超过 [3mA / 30] = 100μA。
选择通过RA 和 RB 的泄放电流为 500μA 左右，使其远大于 T2 的基极电流。
但是R1不是零，而是 6.2kΩ，因此RA的实际值为 [23k - 6k] = 17k。因此，将值四舍五入，因为更多的电流无关紧要。
现在，所有的值都确定，就可以大概开始设计，电路按预期工作，在 12v 和 8v 下切换。
该电路的输出从大约 13v 摆动到 24v，而规范说输出电平应该是 0v 和 5v，因此 我需要添加一个由 +5v 电源轨供电的电平转换晶体管来解决这一个问题。
最简单的解决方案是添加一个 pnp 逆变器，并且在 15kΩ 电阻 R6（即RA）上包括一个电容（4.7 或 10nF），使电路开关更快、更干净——输出边沿的上升和下降时间约为 500 纳秒。
最终这个电路使用了3 个晶体管和 9 个电阻，1 个电容。这13个组件占 了很大的PCB面积，可能组装成本也会比较高，应该会有更好的解决方案。
最初的晶体管电路实际上只是具有正反馈的长尾对，像这样画出来，并从第三个 (pnp) 晶体管T3获取反馈，就得到了下图所示的电路。它的工作原理与之前的电路类似，只是现在更有效地利用了 pnp 晶体管的增益。
和之前一样，当输入电压 Vi 接近于零时，T1 没有基极电流，所以它处于关闭状态。T2开启（使RC短路），T3 也是如此，输出 Vo 为高电平。
随着Vi上升，迟早它会达到足以让T1开始开启的值。这必须在T1的基极电压略高于T2时发生。RA和RB形成一个分压器，定义T2的基极电压，这两个电阻定义了上限阈值VP。
当T1打开时，它会关闭T2和T3，输出Vo下降到接近零（假设RC足够大）。
现在假设Vi开始下降。当 T1 的基极电压降至刚好低于T2时， T1将再次关闭。该电压由分压器RC-RA-RB固定，并能设置在零（如果RC=∞）和VP之间的任何位置。
上述电路的一大优点是 VP和 VN 都由分压器定义，因为它们将在基于比较器的解决方案中。
最初的设计解决方案过于复杂（13 个组件），因为它分两个阶段解决了问题——首先制造施密特触发器，然后安装电平转换器。
将这两个阶段合二为一并比用 pnp 类型替换 npn 晶体管更简单，该解决方案仅使用 9 个组件。
原电路中+13v 和+24v 的输出电平现在变为+11v 和0v，规范要求 +5v 和 0v，所以我只需要大约一半的可用输出摆幅，我可以通过为R2A和R2B选择正真适合的值来获得。
如果你看到这个地方的话，必须要知道施密特触发电路是如何工作的，并且知道怎么设计一个施密特触发器以及怎么去调整。
如果你还想简化电路的话，你可优先考虑下面这种方法。当然这并不是一个容易的问题，关键还是取决于你设计的系统类型。
如果输入信号相对较大，并且你要求VP和VN必须相距很远（例如，为了抑制干扰噪声）并且系统已经包含分立元件，则基于晶体管的解决方案可能是COMS器件。
具体的可以看下面这个电路，设计示例能够最终靠下面这个简单的电路来解决，但是实际效果怎么样，需要看在实践中的效果。
